功率因数补偿式绕线异步电机串级调速方法研究
第 26 卷第 3 期 铁 道 学 报 Vol. 26 No. 3
2 0 0 4 年 6 月 JOURNAL OF THE CHINA RAILWAY SOCIETY June 2004
文章编号 : 100128360(2004) 0320051204
功率因数补偿式绕线异步电机串级调速方法研究
刘志刚 , 和敬涵
(北京交通大学 电气工程学院 , 北京 100044)
摘 要 : 本文提出了一种新的绕线式异步电机串级调速方法 ,该方法利用电流型 PWM 整流器 ,在实现电机调速
的同时对电机的功率因数进行补偿 ,使电机调速系统具有纯电阻特性 ,并具有效率高、功率因数接近 1. 0、成本低
等特点。实验证明了该方法的可行性。
关键词 : 电流型 PWM 整流器 ; 调速 ; 功率因数补偿
中图分类号 : TM343. 4 ; TM464 文献标识码 : A
Study on a Novel Adjusting Method of the
Wired Rotor Asynchronous Motor
LIU Zhi2gang , HE Jing2han
(School of Electrical Engineering , Beijing Jiaotong University , Beijing 100044 , China)
Abstract : The paper proposes a novel solution to the adjusting system of the wired rotor asynchronous motor , which uses PWM
rectifier’s boosting speciality from DC to AC. Energy feedback from rotor to stator is realized while the energy resource is
saved. Compensation of the power factor is researched in this paper too. High efficiency , near2unity power factor and low cost
of equipment are reached. The method is proved feasible through experiments.
Key words : current2type PWM rectifier ; speed adjusting ; power factor compensation
铁路系统运行着许多高电压大功率的交流电机 ,
由于该类电机所带负载工况变化较大 ,若采用交流调
速技术实现变速运行 ,将获得显著的节能效益。
小功率低电压的交流电机调速装置已经得到较为
广泛的应用 ,而对于 3 kV～10 kV 的大功率交流电机 ,
采用多电平式高压逆变器及 H 桥串级电路等方法可
实现调速 ,但设备价格往往较高 ;采用可控硅串级调速
虽具有寿命长、可靠性高等特点 ,但功率因数低、谐波
成分大 ,调速性能不理想[1] ;变频调速尽管具有性能
好、调速容易等特点 ,但在高压大功率等场合 ,须采用
电力电子器件的串并联或逆变器叠加技术 ,降低了系
统的可靠性 ,并大大增加了成本。
本文采用电流型 PWM 整流器实现的转子绕线式
异步电机调速系统 ,既满足了该类电机的调速要求 ,节
约了能源 ,又使功率因数接近 1. 0 ,并且效率高 ,成本
低。
收稿日期 : 2004202213 ; 修回日期 : 2004203217
作者简介 : 刘志刚(1961 —) , 男 , 山东莱阳人 , 副教授 , 博士。
E2mail : energywave @126. com
1 调速原理
图 1 为采用 PWM 整流器方式的绕线电机调速原
理图。
由二极管整流桥构成的不可控整流器 ,将绕线式
异步电机的交流转子能量变换成直流 ,采用电流型
PWM 整流器 ,将直流电能变换成频率为电网频率、电
流幅值可控并相位可调的交流电能 ,实现与电网并网 ,
利用自耦变压器漏感 L1 、L2 、L3 作为电流型 PWM 整流
器的输出滤波器对电流进行滤波 ,使得反馈到电网的
电流满足相关的国际谐波标准[2] 。
绕线式异步电机采用转子能耗转差调速方法进行
调速。本文采用电流型 PWM 整流器逆变方式将转子
能耗反馈到电网 ,在调速的同时 ,对电机的功率因数进
行补偿 ,调速过程中的能量转换关系见图 2。
电网向绕线异步电机提供的电能为 P1 ;绕线异步
电机定子的吸收能量为 P2 ; 转子回馈能量为 P3 。通
过调节 P3 , 改变电机的输出功率 P4 ,达到调速的目
的。
2 功率因数补偿控制
2. 1 矢量控制方法
本文采用矢量控制的方法 ,通过对调速系统中电
流型 PWM 整流器的输出电流进行矢量控制 ,补偿调
速过程中回馈电网电能的功率因数。
在绕线异步电机调速过程中 ,转子电能随转子速
度成反比例变化 ,其输出电压也随时间变化 ,因此 ,要
使转子反馈电能与供电系统并网再利用 ,必须满足并
网运行的条件 ,即 :待并网电压与电网电压相序相同、
频率相同、大小相同、相位相同。通过调整 PWM 整流
器的交流侧电流可满足以上条件。电流型 PWM 整流
器电路原理如图 1 所示。图中电容 C1 、C2 、C3 与普通
的电流源逆变器构成了电流型 PWM 整流器 , Ud 为整
流后的直流电压 ,因经不可控整流器整流 ,其电压方向
单调 ,则 PWM 整流器采用 IGBT 即可完成电能变换的
功能 ,交流侧的电容在电路中起到滤波和储能的作用。
对整流器进行 PWM 控制 ,可得正弦 PWM 脉冲电
流。按照图 3 的矢量图 (以 A 相为例) 进行控制 ,可使
各相电流与对应的电网相电压反相 ,实现功率因数近
似为 1. 0。
图 3 (a) 为不考虑滤波电感的情况 ,此时 ?UA =
?UA′,因为 ?IC1的矢量总是保持超前 ?UA 90°,且其大小与
?UA 成正比 ,因此 ,在已知 ?IC1的条件下 ,按图 3 (a) 所示
的矢量图 ,控制 ?Ira就能保证回馈电网电能的功率因数
为 - 1. 0。图 3 (b) 为考虑滤波电感时的矢量关系图。
要保持回馈到电网的功率因数为 - 1. 0 , 则必须控制
?UA 的矢量端点在与矢量 ?UA′相垂直的左侧水平线上
移动[3 ] ,由图可见 ,由于滤波电感的影响 ,电网电压 ?UA′
和反馈电流?IrA (图中虚线所示矢量) 的夹角为 (180°-
α) ,由于滤波电感的影响所引起的系统延迟 , 导致馈
网电能的功率因数不为 - 1. 0 ,为此 ,应控制?Ira较不考
虑滤波电感时超前一个α角 ,使 ?IrA与 ?UA′反相位。
采用矢量控制实现的电网与电机调速系统的相关
电流、电压波形及矢量关系以 A 相为例 ,示于图 4。
图 4 中 , ?IA2为电机定子 A 相电流 ,滞后 A 相电网
电压的角度为φ,由图可以看出 ,为使电机调速系统的
cosφ= 1. 0 ,可通过控制电流 ?Ira及 ?IrA使电机转子回馈
电网的电流较电压矢量提前 φ角 ,如图 4 中的 ?IA3 ,达
到电机调速系统的吸收电流与电网电压同相位 ,使系
统的功率因数为 1. 0。
2. 2 系统功率因数补偿的实现
25 铁 道 学 报 第 26 卷
为保证调速系统对电网的稳定性不产生影响 ,
PWM 整流器须具有高阻抗的电流源特性[4～6 ] 。实现
矢量 ?Ir 的控制原理如下 :
根据电流型 PWM 整流器的工作原理[2 ,7 ] ,直流侧
输出电流经 PI 调节后 , 可得到反馈电流 ir 的控制量
is ,设 isx 、isy为 is 在实轴和虚轴的分量 , ir x 、ir y为 PWM
整流器输出电流的实轴分量和虚轴分量 , Rs 、Cs 、L s 为
电源侧参数 ,令 us = uA′,则有
ir x = - Rs Cs ωs isy - L s Cs ω2
s isx + isx ( 1 )
ir y = Rs Cs ωs isx - Cs ωs usx -
L s Cs ω2
s isy + isy ( 2 )
为简化计算 , 将 ?Us 矢量固定在同步坐标系的实
轴上 ,如图 5 所示 ,则有 ?Usx = ?Us , ?U sy = 0。
将式( 1 ) 、式( 2 ) 合成可得以电源电压为同步坐
标系的 PWM 整流器输出电流 is 3
r 的矢量 , is 3
r 的矢量
相对同步坐标系固定 , 在同步坐标系中 , 通过调整式
( 1 ) 、式( 2 ) 中的相关变量 isx 、isy ,可实现对 is
r 的控
制 ,而 is
r 相对固定坐标系是以工频 50 Hz 旋转的 ,设θ
为同步坐标系与固定坐标系的夹角 ,将其旋转θ角 ,
即可变换为可用于控制的固定坐标系变量
i 3
r = is 3
r ejθ ( 3 )
坐标变换及各变量关系 ,如图 5 所示。
根据式( 1 ) 、式( 2 ) 、式( 3 ) ,可构建如图 6 所示
的控制系统。
控制系统中 , 根据反馈电流 ir 与电源电压 us 的
功率因数角的大小 ,通过控制 isx 、isy实现对 ir 的控制 ,
利用调速过程中转子的反馈电能对该无功功率进行补
偿 ,实现功率因数近似 - 1. 0。
3 试验结果
利用本文所述方案设计了一套实验系统 ,系统的
具体参数 :绕线式异步电机型号为 YR160L124 ,功率为
11 kW ,定子电压 380 V ,定子电流 22. 5 A ,Δ接法 ;转子
电压 275 V ,转子电流 26 A ,Y形接法 ;电流型 PWM 整
流器的功率为 4 kVA , 电容 C1 = C2 = C3 = 5μF; 电感
L1 = L2 = L3 = 3. 2 mH;自耦变压器功率为 4 kVA ,380
V/ 275V。
PWM 整流器交流侧电容上的电压 uA 及自耦变压
器低压侧电压 uA′的波形 ,见图 7。此时的逆变器调制
频率为 8 kHz。
为使上网电能满足国际谐波标准的要求 ,在 PWM
整流器与电网的结合处 , 利用自耦变压器的漏感 L1 、
L2 、L3 滤波 ,通过对滤波参数适当修正 ,可以避免按功
率因数为 - 1. 0 控制的上网电流出现相位偏差 , 图 8
为修正前的自耦变压器低压侧电压 uA′及 PWM 整流
器输出电流 irA的波形。
图 9 为滤波参数适当修正后 ,采用矢量控制时 ,调
速系统从电网吸收的电流与电网电压的波形。可以看
出 ,电机从电网吸收的电流与电网电压同相位 ,即该绕
线电机调速系统从电网吸收电能的功率因数为 1. 0。
图 9 为用具有 FFT 分析功能的示波器 (TDS2022) 测得
的调速系统输入电压及吸收电流的波形 ,总谐波含量
35第 3 期 功率因数补偿式绕线异步电机串级调速方法研究
为 1. 02 % ,满足 IEC10002322 的谐波标准的要求。
4 结论
该调速方案经实验验证 ,具有以下优点 :
(1) 适于各种电压等级的转子绕线式异步电机 ;
(2) 通过精确的控制 ,电动机调速系统的总功率
因数可达到 1. 0。
(3) 电动机调速系统输入到电网的谐波电压和电
流满足 IEC10002322 的要求。
(4) 由于变流器的变换容量仅为电机容量的
70 % ,因此 ,调速系统的价格较其他同等容量调速系统
低 30 %左右。
参考文献 :
[1] 叶斌. 电力电子应用技术及装置[M]. 北京 :中国铁道出版
社 ,1999.
[ 2 ] Mika Salo , Heikki Tuusa. A Vector Controlled Current2Source
PWM Rectifier with a Novel Current Damping Method[J ]. IEEE
Trans. Power Electron. , MAY 2000 ,15(3) : 464 —470.
[3] 刘志刚 ,李宝昌 ,汪至中. 电能反馈型电子负载的设计与实
现[J ]. 铁道学报 ,2001 ,23(3) .
[4] Sato Y, Kataoka T. A current type PWM Rectifier with Active
Damping Function[J ]. IEEE Trans. Ind. Applicat. , May/June
1996 , 32 : 533 —541.
[5] Marques G D. A current2type PWM rectifier control system with
activedamping based in the space vector technique[A]. In : Proc.
Ind. Electron. Symp. (ISIE’97) [C] , 1997 ,2. 318 —322.
[6] Wang X , Ooi B. Real2time multi2DSP control of three phase cur2
rent2source unity power factor PWM rectifyier [J ]. IEEE Trans.
Power Electron. , July 1993 ,8 :295 —300.
[7] 刘志刚 ,汪至中 ,等. 新型可再生能源发电馈网系统研究
[J ]. 电工技术学报 ,2003 ,18(4) .
(责任编辑 张 珂)
45 铁 道 学 报 第 26 卷
功率因数补偿式绕线异步电机串级调速方法研究.pdf
