降压式DCDC变换器的制作
降压式DC/DC变换器的制作
目 录
第一章：绪论4
1.1研究背景4
1.2现状和发展4
1.3目的与意义5
第二章：开关稳压电源论述6
2.1开关稳压电源的分类6
2.2开关稳压源的关键技术7
2.2.1 PWM技术7
2.2.2软开关技术8
2.2.3 同步整流技术10
2.3本文研究内容12
第三章：降压式开关稳压电源的工作原理12
3.1降压型开关稳压电源的电路结构12
3.2降压型开关稳压电源的工作原理13
3.3重要参数的计算15
3.4电路的设计24
第四章 由MAX750/MAX758构成的降低输出噪音电路的设计29
4.1对MAX750/MAX758芯片的介绍29
4.2电路的设计31
第五章 相关工具介绍33
5.1 PROTEL99SE的介绍33
5.2原理图的设计34
5.3 PCB电路的设计34
结束语36
参考文献36
摘要
随着微电子技术和半导体工艺以及其他边沿技术的不断改进和发展，人们对微功耗，节能型，智能化产品的需求不断增长，政府有关部门相关法规的日趋完善和需要低电压大电流的CPU，DSP，FPGA等越来越多，使得开关稳压电源有了突破性的发展。
在便携式电子产品中，开关稳压电源主要指DC/DC变换器。DC/DC变换器的IC可以组成升压式，降压式和电压反转式三种。本文主要研究的是降压式DC/DC变换器。它具有低电压，大电流，高效率等特点。
本文主要对降压式DC/DC变换器的现状和发展作一些了解，对它采用的核心技术如软开关技术，PWM技术，和同步整流技术作了相关说明。在了解降压式DC/DC变换器工作原理的基础上，学习了几个芯片。并学习使用Protel99SE制作了一个基于MAX750/MAX758的降低输出噪音的降压电路。
关键词：DC/DC转换器PWM技术软开关技术MAX750/MAX758
Abstract
p;thedevelopsofmicro-electronicandsemiconductor,thegrowingneedsofthelow-costandintelligentizedproductions,theescalationoftherules,andmoreandmorenewproductions&nbs
p;such as CPU, DSP, FPGA which needs low-voltage and high-current have made great develops of the switching regulators.
In portable electronic productions, switching regulation mainly means DC/DC convertor. It usually has three types: buck ，boost and buck-boost. Here we mainly talk about the buck DC/DC convertor , it characterized in low-voltage, high-current and high efficiency。
Here we will talk about the buck DC/DC convertor’s actuality, development and the core technique such as soft-switching, PWM and in-phase commutate technique. After learning the theory of the buck DC/DC convertor and the use of the Protel99SE , make a step-down electrocircuit using the MAX750/MAX758.
Keyword: DC/DC convertor PWM soft-switching MAX750/MAX758
第一章：绪论
1.1研究背景
随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多。电子设备的小型化和低成本化使电源向轻，薄，小和高效率方向发展。开关电源因其体积小重量轻和效率高的优点而在各种电子信息设备中得到广泛的应用。#.，伴随着人们对开关电源要求的进一步升级，低电压，大电流，高效率的开关电源成了有关厂商和研究机构的热门话题。
开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类。DC/DC变换器已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外已相对成熟和标准化，并得到用户的认可，因而应用较广，但AC/DC因其自身特点使其在模块化进程中，遇到较为复杂的技术和工艺，应用相对较少。
现在许多通信系统采用大功率计算集成电路，如CPU，FPGA和存储器等。一方面，由于计算速度的提高使得时钟频率和电源电流不断提高，另一方面由于计算器件采用更为精细的线宽制造工艺，电源电压大大降低。所以作为具有低电压，大电流，高效率等特点的降压式DC/DC变换器被大大使用。
1.2现状和发展
开关电源的现状：
新型功率器件的研发为开关电源的高频化奠定了基础, 功率MOSFET和 IGBT 的应用使中小功率开关电源工作频率高达到1M H z(DC/ DC)。
软开关技术的出现, 真正实现了开关电源的高频化, 它不仅可以减少电源的体积和重量, 而且提高了开关电源的效率。 目前, 采用软开关技术的开关电源, 其效率已达到 93%以上。
新型半导体器件的发展是开关电源技术进步的基础。此外, 平面变压器、压电变压器以及新型电容器等元器件的发展, 也将对电源技术的发展起到重要作用。
开关电源的发展方向主要有以下三个：
1. 低功耗化技术：
出于进一步提高效率的考虑，人们正在加紧研发两段式结构的转换器，就普通转换器而言采用两段式会导致效率下降，但是在低电压，大电流转换器中对输出进行同步整流是很普通的做法，所以如何实现同步整流的高效化就成了关键所在。
2. 低噪声化技术：
开关电源在开关操作时急剧的电压和电流的变化所产生的浪涌和噪声将作为传导噪声或辐射噪声传递至设备外部，引发电磁干扰（EMI）问题。传导噪声中也时常会产生很大的环路电流这是辐射噪声引起的。虽然近年来ZVS（零电压开关），ZCS（零电流开关）等软开关技术已广泛应用，但是在此基础上人们还提出了兼顾低功耗和低噪声的方案。
3. 小型化技术： 提高开关频率是开关电源小型化的有效措施，另外变压器和电感等磁性元件的集成也是小型化的途径之一，现在专家们正在尝试用压电变压器来取代传统的电磁变压器。 1.3目的与意义 随着电子技术的高速发展，电源系统的应用领域越来越广泛，电子设备种类也越来越多，对电源要求灵活多样。其中开关电源以其
特点在电力技术发展中占有一席之地，且不断处于发展中。对它的学习和研究正是适应了电子技术发展的要求。且由于现代电子技术对电源设备性能的高要求更需要我们关注电源技术的创新和发展，以推动现代电子技术的发展。
第二章：开关稳压电源论述
2.1开关稳压电源的分类
开关电源按输入、输出是否隔离可分为非隔离与隔离两种。
隔离的开关电源按电路形式分主要有单端反激式,单端正激式、半桥式、推挽式和全桥式这几种。
但一般情况下我们把开关稳压电源分为AC/DC，DC/DC两大类 。
AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为"整流"，功率流由负载返回电源的称为"有源逆变"。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波等。
AC/DC变换按电路的接线方式可分为，半波电路、全波电路。按电源相数可分为，单项、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。
DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton（通用），二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。
其具体的电路有以下几类：
（1） Buck电路--降压斩波器，其输出平均电压Uo小于输入电压Ui，极性相同。
（2） Boost电路--升压斩波器，其输出平均电压Uo大于输入电压Ui，极性相同。
（3） Buck-Boost电路--降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。
（4） Cuk电路--降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo 大于或小于输入电压UI, 极性相反，电容传输。
2.2开关稳压电源的关键技术
由于近年来开关稳压电源的快速发展各种新的技术也层出不穷，但是在它的发展中最具有里程碑意义的两个关键技术就数脉宽调制技术（PWM技术）和软开关技术。PWM技术在改善输出电压，电流波形，降低电源系统谐波等方面有其独特的优势。而优化PWM所追求的是电流谐波畸变率最小，电压利用率最高，效率最优等目标。软开关技术作为当前主流技术它在降低器件开关损耗，降低器件体积，提高功率密度等方面起到了关键作用。下面主要对这两项技术作相关说明：
2.2.1 PWM技术
PWM控制技术是以采样控制理论中的一个结论为理论基础，即：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。其特点是：固定开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比。
随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，PWM控制技术获得了空前的发展，已出现了多种PWM控制技术，根据PWM控制技术的特点，到目前为止主要有以下8类方法。
1 .相电压控制PWM
相电压控制PWM用于三相逆变电路时，都是对三相输出相电压分别进行控制的，使其输出接近正弦。，
2 .线电压控制PWM
相对于相电压控制PWM，若三相无中线对称负载，逆变器输出不必追求相电压接近正弦，而可着眼于使线电压趋于正弦。因此，提出了线电压控制PWM。
3 .电流控制PWM（下面将要讲到的MAX750/MAX758采用的就是此项技术）
电流控制PWM的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号，把实际的电流波形作为反馈信号，通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断，使实际输出随指令信号的改变而改变。
4 .空间电压矢量控制PWM
空间电压矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成PWM波形。
5 .矢量控制PWM
矢量控制也称磁场定向控制，其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia，Ib及Ic，通过三相/二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流 Ia1及Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1及It1，然后模仿对直流电动机的控制方法，实现对交流电动机的控制。 6.直接转矩控制PWM 直接转矩控制PWM是把转矩直接作为被控量来控制，在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值，然后，经磁链和转矩的Band-Band控制产生PWM信号对逆变器的开关状
态进行最佳控制的。
7 .非线性控制PWM
其基本思想是控制开关占空比，在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例。该技术同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关、积分器、触发电路、比较器达到跟踪指令信号的目的。单周控制器由控制器、比较器、积分器及时钟组成，其中控制器可以是RS触发器。
8 .谐振软开关PWM
谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上，附加一个谐振网络，谐振网络一般由谐振电感、谐振电容和功率开关组成。开关转换时，谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短，基本不影响PWM技术的实现。从而既保持了PWM技术的特点，又实现了软开关技术。
PWM控制技术以其控制简单、灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。
2.2.2软开关技术
软开关技术的提出：以往开关管工作在硬关状态，由于开关管为非理想器件，在开通时开关的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间的，同时电流也不是立即上升到负载电流，也需要一个上升时间。在这期间电流，电压有一个交叠区，产生消耗，我们称之为开通消耗（Turn-on loss)。同样在开关管关段时也有一个这样的消耗，我们称为关断消耗（Turn-off loss)。我们把这两个消耗统称为开关损耗。（Switching loss)它在每个开关周期中损耗恒定，所以其中的开关损耗和开关频率成正比。它的存在限制了频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。
为了减小开通损耗通常有两种方法：
1.开关管开通时电流保持在0，或限制电流的上升率，减小电流电压的交叠区，即零电压开通。
2.开关管开通前，使电压下降到零，即零电流开通。
如能同时做到以上两点，则开通损耗即为零。
为了减小关断损耗也有两种方法：
1.开关管关断前，电流减小到0，即零电流关断。
2.开关管关断时，电压保持矮子0，或限制电压上升，减小重叠区，即零电压关断。
如能同时做到，则关断损耗为零。
软开关技术发展到今天主要可以分为以下几种：
1.全谐振型变换器：
全谐振变换器实际上是负载谐振变换器，他通过在标准PWM变换器结构上简单的附加谐振网络的方法而得到。按找谐振元件的谐振方式，可以分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类；按负载与谐振电路的连接关系，又可以分为串联负载谐振变换器和并联负载谐振变换器。其工作原理主要是通过谐振网络与负载的谐振，使经过开关元件的电流和电压被整形为正弦波形，开关元件在电流或电压的过零处开通或关断，实现软开关过程。
2.准谐振型变换器：
它是在基本PWM开关上增加一些谐振元件，它是准谐振变换器中最关键的部分。根据开关管与谐振电感和谐振电容的不同结合，谐振开关可分为零电流谐振开关和零电压谐振开关两类。零电流谐振开关是将谐振电感与PWM开关串联，利用电感中谐振电流过零点时，使开关电流关断；零电压谐振开关是将谐振电容与PWM开关并联，利用电容两端谐振电压过零点时，使开关零电压开通。他们各有L型和M型两种电路方式，而且根据功率开关是单向导通还是双向导通，又可以分为半波模式和全波模式。
3.零开关PWM变换器：
零开关PWM变换器包括零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。他们是在准谐振软开关的基础上加入了一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现PWM控制。它只利用谐振实现换相。换相后仍采用PWM工作方式，从而既能克服硬开关PWM在开关过程中的三大缺陷，又能保留硬开关PWM变换器的低稳态损耗和低稳态应力的优点。
4.零转换PWM变换器：
可以分为零电压转换PWM变换器和零电流开关PWM变换器。其谐振网络是与主开关并联的。在开关转换期间并联的谐振网络产生谐振获得零开关条件。开关转换结束后，电路又恢复到正常的PWM工作模式下。因此PWM变换器既克服了硬开关PWM和谐振技术的缺点，有综合可他们的优点，为此，该技术在中大功率场合得到了广泛的使用。并具有以下的优点：①采用 PWM 控制方式 ,实现恒定频率控制。②辅助电路只是在开关管开关时工作,其他时候不工作,而且是与主功率回路相并联,不需要处理很大的环流能量,从而减小了辅助电路的损耗。③辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力。 软开关技术的特点是：变换器工作在PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，在其他时间停止工
作，这样的辅助谐振电路损耗很小。
2.2.3 同步整流技术
同步整流技术是开关电源各项技术中对提高效率最有效的一项。它带来的效率提升高达8%以上，是其他几项技术所无法比拟的。虽然同时也引入了噪声。但是是可以克服的，因此它是今后DC/DC产品中必不可少的技术。
同步整流技术，就是用电力MOS管反接作为整流用开关二极管，代替肖特基二极管（SBD）可降低整流管压降，从而提高电路效率。
工作原理 ：
如图2.2a给出的N沟道功率MOS管构成的同步整流SR和SBD整流耳机感的电路图形符号，整流二极管有两极：阳极A和阴极K。功率MOS管有三级：漏级D，源级S和门级G。用作同步整流管时，将功率MOS管反接使用，即源级S接电压正端，相当于二极管的阳极A；漏级D接电压的负端，相当于二极管的阴极K；当功率MOS管在门级G信号作用下导通时，电流由源级S流向漏级D。而功率MOS管作为开关使用时，漏级D接电压正端，源级S接电压负端；导通时相当于开关闭合，电流由漏级D流向源级S。
图2.2a
通过对原理的了解我们知道：同步整流技术应用于低电压，大电流电源就是利用MOSFET的低导通压降来提高电源的效率η，所以提高同步整流效率的关键是降低同步整流MOSFET的导通压降，而其导通压降与其导通电阻有直接的关系，减小导通压降主要是靠减小导通电阻，一般可通过多个器件并联来实现。然而，多个MOSFET并联会影响MOSFET的其他参数。当N个MOSFET并联时其导通电阻为RDS(ON)/N(RDS(ON)为单个MOSF 栅极电阻为Rg/N（Rg 为单个MOSFET的栅极电阻），但是MOSFET的寄生电容也随MOSFET的并联而变化，输入电容Cgd,Cgs,Cds都变为单个MOSFET的N倍。在同步整流中MOSFET的损耗包括驱动损耗，开关损耗和导通损耗。早研究同步整流损耗时，MOSFET的驱动损耗也是不可忽略的一部分，当MOSFET的Cgs因器件的并联而倍增，当方波作为驱动信号时，驱动损耗为CV2f，这样通过并联器件减小RDS(ON)就受到驱动损耗增大的限制了。同步整流的效率可能因驱动损耗的增加大于导通损耗的减小而降低。所以在一些谐振电路中，应用自驱动同步整流，MOSFET的寄生电容可以做为功率变换器的一部分。在这种电路中，MOSFET的寄生电容作为谐振电路的一部分，谐振电容充放电时，MOSFET开通或关断，这样就不需要额外的能量给MOSFET的寄生电容充放电了。因此通过并联来减小RDS(ON)时就不用考虑MOSFET的寄生电容对驱动损耗的影响了。
2.3本文研究内容
本文主要通过对降压式DC/DC变换器的学习了解它的发展情况和发展方向，掌握它的工作原理，参数计算，和电路设计等。了解开关稳压电源的相关技术。学习Protel99SE的使用并在此基础上学习用相关知识完成基于MAX750/MAX758的降低输出噪音的降压电路的设计和制作。
第三章：降压式开关稳压电源的工作原理
3.1降压型开关稳压电源的电路结构
降压型开关稳压电路，又称Buck变换器，是PWM型直流变换器中最简单、最基本的一种变换器，其电路结构如图3-1-1（a）所示，各点的时序波形如图3-1-1(b)所示：
图3-1-1(a)
图3-1-1(b)
由图可以看出，降压型开关稳压电源的基本电路是由一次整流和滤波、功率开关V、续流二极管VD、储能电感L、二次滤波电容C、PWM控制和驱动电路以及采样和反馈电路等组成的。
3.2降压型开关稳压电源的工作原理
把图3-1-1（b）所示的驱动方波信号加到图3-1-1(a)所示电路的功率开关V的基极上，这样功率开关v就会按照驱动方波信号的频率周期性地导通与关闭。功率开关V的工作周期T=Ton+Toff，占空比为D=Ton／T(D＜1)。其工作过程可以用功率开关V的导通、关闭以及开关稳压电源实现动态平衡等过程来解说。 &n
bsp; (1)在Ton=t1- t0期间，功率开关V导通，续流二极管VD因反向偏置而截止，储能电感L两端所加的电压为Ui-Uo。虽然输入电压Ui是一个直流电压，但电感L中的电流不能突变，而在功率开关V导通的Ton期间，电感L中的电流Il1将会线性地上升，并以磁能的形式在储能电感中存储能量。这时，电感L中的电流Il1为
Il1=（3-1）
式中，Il0为t0时刻储能电感L中的电流。在t1时刻，也就是驱动信号正半周要结束的时刻，储能电感L中的电流上升到最大值，其最大值为
（3-2）
从式(3-1)和式(3- 2)我们就可以计算出储能电感L中电流的变化量为
（3-3）
当式(3-3)中的t=tO时，储能电感L中的电流变化量为最大，其最大变化量为
(3-4)
(2)在Toff=t2-tl期间，功率开关V截止。但是在tl时刻，由于功率开关v刚刚截止，并且储能电感L中的电流不能突变，于是L两端就产生了与原来电压极性相反的自感电动势。此时，续流二极管VD开始正向导通，储能电感L所储存的磁能将以电能的形式通过续流二极管VD和负载电阻R1开始泄放。这里的二极管VD起着续流和补充电流的作用，这也正是它被称为续流二极管的原因。储能电感L所泄放的电流Il2的波形就是锯齿波中随时间线性下降的那段电流。为了简化计算，可将续流二极管VD的导通压降忽略不计，因而储能电感L两端的电压近似为Uo，其中流过的电流可由下式计算出来：
(3-5)
在t=t2时，储能电感L中的电流达到最小值，其大小可由下式计算出：
(3-6)
由式(3-5)和式(3-6)我们就可以求出在功率开关V截止期间，储能电感L中电流的变化值为
(3-7)
当t=t1时，储能电感L中的电流变化值为最大，其最大变化量为
(3-8)
(3)只有当功率开关V导通期问，Ton内储能电感I。增加的电流△Ilmax1等于功率开关V关闭期间Toff内减少的电流△Il max 2时，才能达到动态平衡，才能保证储能电感L中一直有能量，并源源不断地向负载电路提供能量和功率。这就是构成一个稳乐电源的最基本的条件，因此下面的关系式一定成立：
(3-9)
将式(3-9)化简整理后得到输出电压Uo与输入电压Ui之间的关系为:bsp;(3-10) 从式(3-10)中我们可以看出，由于占空比D永远足一个小于l的常数，因此输出电压Uo永远小于输入电压Ui。这就是降压型开关稳压电源的输出电压Uo和输入电压Ui之间的关系式。占空比D为: &nbs
p; (3-11)
3.3重要参数的计算
1．输出电压纹波△Uo的计算
由于输出滤波电容C两端的电压实际上就等于开关稳压电源的输出电压Uo。那么该滤波电容C两端电压的变化量实际上就是我们所要计算的开关稳压电源的输出电压纹波值△Uo。从图2-2-1所示的电容两端的电压Uc(即输出电压Uo)的波形图可以看出，在功率开关V导通期间(t=tO～t1)的Ton／2～Ton的时间内，滤波电容C开始充电，充至与输入电压Ui相等的值时，功率开关V截止，滤波电容C这段时间内充电电压的变化量应为△Uo1；从t1时刻功率开关V开始截止直到时间Toff／2这段时间内功率开关V一直处于截止状态，并且这段时间内储能电感L要承担一边向负载提供能量，一边向滤波电容C充电的任务。滤波电容C不断被充电，两端电压不断在上升，最后达到电压最大值。设这段时间内滤波电容C两端的电压变化量为△Uo2，那么就有:
(3-12)
(1)△Uo1的计算。从图2-2-1(b)所示的Ic、Il和Uc(Uo)的波形中可以看出，设t=t0时，功率开关v开始导通，滤波电容C的放电电流开始减小，在经过Ton／2时间之后，放电电流等于零，此时滤波电容C两端的电压具有最小值。然后滤波电容C开始充电，滤波电容C两端的电压Uc开始上升。当滤波电容C的充电过程持续Ton(Ton1=t3-tO)时间后，功率开关v开始截止。在这段时间内，滤波电容C两端电压的变化值△Uo1取决于滤波电容器C的充电电流Ic和充电时间(Ton／2～Ton)，故△Uol为(3-13)
从图2-2-1(a)中可以得到：Il=Ic+Io，而Ic=Il+Ilo，且有
所以就有
(3-14)
由于流过储能电感L的平均电流值就等于负载电阻Rl上流过的电流Io，因此就有
(3-15)
把Ilmin的表达式(3-6)和Io的表达式(3-15)都代入式(3-14)中，就可以得到电容器的充电电流Ic的计算公式为
(3-16)
然后把式(3-16)代入式(3-13)中便可以求得△Uol为:
(3-17)
(2)△ Uo2的计算。△Uo2也就是滤波电容C从原有的电压Uo继续向上充电，经过Ton／2时间后，滤波电容C上的电压充到最大值。也就是说，在功率开关V截止的一半时间内，滤波电容C上的增量△Uo2为:
(3-18)
在功率开关V截止期间，即Toff(t2-t1)期间，负载Rl所需的能量由储能电感L通过续流二极管VD供给，因此可以得到方程：
(3-19)
由此可以得 到 (3-20) 将式(3-20)代入lc=Il+Io中就可以得到功率开关V在截止期间内滤波电容C中的电流的表达式为
(3-21)
同理，把式(3-2)和式(3-15)分别代入式(3-21)中，消去(Il max-Io)后得到
(3-22)
最后将式(3-22)代人式(3- 18)中就可以算出△Uo2为
(3-23)
(3)输出电压纹波△Uo的计算。将式(3-17)和式(3-23)代人式(3-12)中，我们就可以计算出滤波电容C两端电压的波动值为
(3-24)
(3-25)
从式(3-24)和式(3-25)中我们可以看出，要降低开关稳压电源输出电压纹波值，增大储能电感L和滤波电容C的参数值就可以起到显著的效果。此外，降低功率开关v的工作周期时间(即提高功率开关V的工作频率F)也能收到同样的效果。当然，在降低开关稳压电源输出纹波电压的过程中，要利弊兼顾，要综合考虑性能价格比。不是把输出纹波电压降得越低越好，既应该考虑所设计的开关稳压电源的使用环境、输入条件和输出要求；还应该考虑降低输出纹波电压以后，开关稳压电源的造价、体积和重量都要相应地增加和增大。在综合考虑各种因素和条件的基础上选择最佳值。
(4)上面所计算出来的△Uo只是降压型开关稳压电源电路输出纹波电压中由于开关频率所引起的输出纹波电压值，但是实际上真正的输出纹波电压除了以上所计算的那两部分以外，还应该包括电网工频纹波电压和高频功率转换所产生的寄生纹波电压，如图1-9所示。图中，T1是电网工频纹波电压的半周期时间 (一般为电网工频电压的半周期时问)，T2是高频功率转换所产生的寄生纹波电压的周期时间(一般为功率开关的周期时间)
图3-2-1 开关稳压电源输出端的共频纹波和开关转换纹波电压波形
图3-2-2减小开关稳压电源输出端开关转换纹波电压的电路
工频纹波电压。当所设计的开关稳压电源电路直接接220 v／50 Hz的交流电网电压时，经全波整流、滤波后，形成100Hz的脉动直流电压作为开关稳压电源的输入供电压Ui．该直流脉动电压Ｕi中的脉动成分经过稳压调节后，虽然被减弱了，但是仍有少量部分残留在输出电压uo中，因此就形成了电网工频纹波电压。要想减小这种电网工频纹波电压在输出电压中的残留成分，就必须加大开关稳压电源输入端一次整流滤波电容的容量，并且要提高开关稳压电源的电压稳定度。
开关转换纹波电压。对于任何一种晶体管，从导通到截止或者从截止到导通的转换过程都需要一定的转换时间。如图3-2-1所示，当功率开关v从截止转向导通时，虽然续流二极管VD上的电压已经反向偏置，但是由于该二极管中少数载流子的存储效应，二极管中流动着的电流不可能立即被关断，只有经过一段时间后才能真正地处于截止状态。这段时间被称为二极管的反向截止时间。在这段时间内，二极管呈现低阻抗，于是输入电压通过 功率开关V、续流二极管VD可以形成一个非常大的电流，这个电流通过回路中的分布电容就会引起一个较大的高频阻尼振荡，它经过平滑滤波以后寄生在输出电压中的残留部分就形成了所谓的开关转换纹波电压。此外，当功率开关V从导通转向截止的瞬间，储能电感L由于自感作用就会发生极性颠倒，但续流二极管VD由于从截止转向导通需要一定的时间而
仍处于截止状态，此时储能电感L上的反向电动势可以升得很高，反映到输出端同样会形成开关转换纹波电压。减小开关转换纹波电压通常可以采用以下三种方法：
①采用导通时问快、恢复时间短的肖特基二极管或快恢复二极管作为续流二极管。
②如图3-2-1所示，在续流二极管VD两端并联一个阻容吸收网络，电容C1的容量一般取0.0l～0．47 μF，电阻R的阻值一般取1～lOΩ，有时也可不加电阻。这样一来，就可以将由续流二极管恢复时间所导致的开关转换纹波电压吸收掉。
③像图3-2-1所示的那样，在续流二极管VD的引线中串一电感量很小的电感L1(实际应用中有时就在续流二极管VD的管脚引线上串一小磁环或小磁珠即可)，利用电感上电流不能突变的特性来抑制续流二极管VD反向恢复期间内的反向电流。
2．功率开关V的耗散功率Pc的计算
从开关稳压电源的工作原理可以知道，功率开关v的耗散功率Pc应包括导通期间、截止期间、由导通转向截止的下降期间和由截止转向导通的上升期间的所有功率损耗。功率开关V的Ic、Uce和Pc的波形如图3-2-3所示。
在功率开关v导通期间，虽然流过的电流很大，但是由于其工作在饱和导通状态，因此集电极与发射极之间的饱和管压降Uces却很小，故导通期间功率开关V的耗散功率是很小的；在功率开关V截止期间，虽然集电极与发射极之间的管压降很大，但是这时功率开关v集电极的截止漏电流Ico几乎接近于零，故截止期间功率开关V的耗散功率也仍然是很小的。这就是开关稳压电源功率损耗小，转换效率高的原因所在。从图中我们还可以看出，导致开关稳压电源内部功率损耗的主要原因就是由导通转向截止的下降期间和由截止转向导通的上升期间所产生的功率损耗。下面我们将分别对这四个阶段中功率开关v的功率损耗进行计算，设导通期间的功率损耗为Pon，截止期间的功率损耗为Poff，趋于导通的上升期间的功率损耗为Pr，趋于截止的下降期间的功率损耗为pF。
图3-2-3功率开关V的Ic，Uce和Pc的波形
1.导通期间功率开关v的功率损耗Pon可由下式计算出来：
(3-26)
式中Ic为功率开关V的饱和导通电流，Uces为功率开关v的饱和导通管压降。
(1) 截止期间功率开关v的功率损耗Poff可由下式计算出来：
(3-27)
式中Ico为功率开关V截止期间集电极的漏电流，Uc为功率开关v截止期间集电极与发射极之间的管压降。
(2) 功率开关V趋于导通的上升期间的功率损耗Pr的计算。假设功率开关V趋于导通过程所维持的时间为Tr，利用线性近似方法我们可以近似地得到上升过程中的电流Ir和电压Ur分别为:
(忽略Ico) (3-28)
(3-29)
因此，功率开关V趋于导通的上升期间的功率损耗Pr可由下式计算出来： ;(3-30) (3)功率开关V趋于截止的下降期间的功率损耗Pf的计算。同样，先假设功率开关V趋于截止过程所持续的时间为Tf，同理可得下降过程中的电流If和电压Uf分别为 &n
bsp;(3-31)
(3-32)
因此，功率开关V趋于截止的下降期间的功率损耗Pf由下式计算出来：
(3-33)
(4) 功率开关V在整个工作过程中的总功率损耗Pc的计算。Pc是以上所说的四个阶段的总功率损耗，即
（3-34）
将式(3-26)、式(3-27)、式(3-30)和式(3-33)全部代人式(3-34)中就可以得到功率开关v在整个工作过程中的总功率损耗为
（3-35）
式(3-35)告诉我们，要想提高开关稳压电源的转换效率，降功率开关V的功率损
耗Pc，除了改善功率开关V的转换时间和电源的工作频率以外，选择良好的符合要求的功率开关V是至关重要的。
3．转换效率η的计算
从降压型开关稳压电源的原理图中就能看出，在忽略了电容上的功耗以后，输入功率Pi与输出功率Po之间具有下面的关系式：
Pi=Po+Pc+Pl (3-36)
式中，P1为储能电感L上的功率损耗。我们又知道：
(3-37)
(3-38)
(3-39)
在忽略了滤波电容C上的漏电流的情况下，储能电感L上流过的电流Il就等于负载电阻Rl上流过的电流，也就是开关稳压电源的输出电流Io，因此式(3-39)又可以变成:
(3-40)
开关稳压电源的转换效率η为
（3-41）
将式(3-35)、式(3-37)和式(3-4 0)全部代入式(3-41)中，再经过适当的整理、计算和化简后就可以得到所要计算的降压型开关稳压电源的转换效率η为 （3-42） &n
bsp; 由式(3-42)我们可以得到下面的结论：
(1)开关稳压电源的转换效率η与功率开关V的功率损耗Pc成反比。要提高开关稳压电源的转换效率η，关键在于降低功率开关V本身的功率损耗。
(2)开关稳压电源的转换效率η与储能电感L，上的功率损耗也有反比的关系，所以在提高开关稳压电源转换效率的过程中，如何选择合适的储能电感L也是一个非常重要的环节。这一点在以后的实用电路设计中逐将专门进行讨论。
(3)从式(3-42)中还可以看出，输入电流Ii和输入电压Ui与开关稳压电源的转换效率η成正比，因此在设计开关稳压电源电路时，为了得到有效的输入电流Ii和输入电压Ui，我们一定要选择富余量大、正向管压降低的一次整流二极管和容量大、等效串联电阻小、等效串联电感小的一次滤波电容。
3.4电路的设计
1．功率开关V的选择
功率开关V的选择首先应该根据输入条件和输出电压、电流、工作场合、负载特性等要求来确定是使用IGBT，还是MOSFET，或者是GTR。一般确定的原则是：输出功率在数十千瓦以上时，就应该选择IGBT；输出功率在数千瓦与数十千瓦之间时，就应该选择MOSFET；输出功率在数千瓦以下时，就应该选择GTR。但是这个原则不是一成不变的，设计者可根据自己的偏爱和对这些器件的熟练程度，在权衡性能、价格等各种因素以后自己选定。一旦功率开关v的类型选定以后，具体的器件型号的选定就应该遵循以下原则了：
(1)功率开关V的导通饱和压降Uces越小越好。
(2)功率开关V截止时的反向漏电流Ico越小越好。
(3)功率开关V的高频特性要好。
(4)功率开关v的开关时间要短，也就是转换速度要快。
(5)功率开关V的基极驱动功率要小。
(6)从降压型开关稳压电源的原理电路中我们可以看出，功率开关V的输出端连接的是储能电感L，因此在功率开关V截止期间，其集-射极之间的反向耐压就等于储能电感L上的反向电动势与输出电压值Uo之和，近似等于2Uo。因此，所选择的功率开关V的反向击穿电压应该满足下式：
(3-43)
2．续流二极管VD的选择
由降压型开关稳压电源工作原理分析可知，当功率开关V截止时，储能电感L中所存储的磁能是通过续流二极管VD传输给负载电阻R1的；当功率开关V导通时，集-射极之间的电压几乎等于零，这时的输入电压Ui就全部加到续流二极管VD的两端。因此，续流二极管VD的选择一定要符合下列条件：
(1)续流二极管VD的正向额定电流必须等于或大于功率开关V的最大集电极电流，即应该大于负载电阻Rl上的电流。
(2)续流二极管VD的反向耐压值必须大于输入电压Ui值。
(3)为了减小由于开关转换所引起的输出纹波电压，续流二极管VD应选择反向恢复速度和导通速度都非常快的肖特基二 极管或快恢复二极管。 (4)为了提高整机的转换效率，减小内部损耗，一定要选择正向导通管压降低的肖特基二极管。 3．储能电感L的选择 (1)储能电感L的临界值Lc的计算。流过储能电感L的电流不能突变，这是稳压电源所要满足的最基本的条件。该电流只能近似地线性上升或线性下降，而且电感量越大则电
流的变化起伏越平滑，电感量越小则电流变化起伏越陡峭。图3-4-1所示的波形就是不同的储能电感L所对应的不同的电感电流Il曲线。当电感量小到一定值时就会发生这样一种情况：在功率开关V截止瞬间，电感L中存储的能量也刚刚释放完毕，这时的Il min=0，此时储能电感L的电感量就成为临界电感量Lc。那么当储能电感L的电感量小于这个临界值Lc时会发生什么情况呢？从图3-4-2中可以看出，此时（t=Ta)功率开关V尚处于截止状态，但是储能电感L中的电流已变为零，于是电感L上的电压也变为零。功率开关V及储能电感L上的电压波形就会发生台阶式地突变，此突变在示波器上极易观察到。作为一种稳压电源在有负载时是绝不允许出现这种情况的，因为这种情况将引起电源稳压特性的明显恶化-甚至产生附加的震荡。另外，对于负载系统来说，也是绝不允许出现这种情况的，因为这种情况将会使负载电路出现间断性的停电，最后引起负载电路丢失信息或工作不正常。所以，在设计降压式开关稳压电源电路时，应该选择电感量大于临界电感值Lc的储能电感。下面我们就来计算一下储能电感L的临界电感值Lc。
图3-4-1储能电感L电感量不同是所对应的不同电流波形
图3-4-2L＜Lc时，功率开关V和电感L的电压波形图
由Lc的定义可知，只要求出功率开关v截止瞬间使IImin=0时的储能电感L的电感量，即可求得临界电感量Lc.
把Ilmin=O代入式(3-6)得到(3-44)
再把Ilmin=O代入式(3-15)得到
(3-45)
将式(3-44)和式(145)组成二元一次方程组并消去Ilmax后，便可得到临界电感量Lc为:
(3-46)
式中
因而上式可变为
(3-47)
这就是储能电感L临界电感量的计算方法。降压式开关稳压电源的设计者在设计电源电路时，应该使储能电感L的电感量大于由式（3-47)所确定的临界电感量。
(2)储能电感L的计算。在降压型开关稳压电源的等效原理图中，在忽略了功率开关V的饱和导通管压降Uces的条件下，我们可以得到
(3-48)
在功率开关V饱和导通期间，可以近似认为流过储能电感L上的电流为平均电流，即为负载Rl上的电流Io，因而就可以求得在饱和导通期间Ton内储能电感L上的电压降为
(3-49)
式中
由此可以得到
&nbs p;(3-50) 式中，△Ilmax为储能电感L中流过的电流变化量的最大值，它也就是负载Rl上流过的电流Io变化量的最大值。因为当功率管V截止期间，储能电感L上具有最小值，再结合储能电感L上的电流不能突变的特性，我们又可以得到 &
nbsp; （3-51）
取△Ilmax=1.5Ilmin代人式(-50)后就可以得到储能电感L的计算公式为
(3-52)
式中，Rlmax为负载电阻的最大值,即为根据式(3-52)所选择的储能电感L是大于临界电感值Lc的，所以是符合设计要求的。
此外，根据临界电感值Lc的计算公式(3-47)和实际开关稳压电源电路中所选择的储能电感L必须大于临界电感值Lc的设计原则，我们还可以采用下面的简便方法来得到储能电感L的计算公式：
已知临界电感，应使储能电感L满足L﹥Lc，若令Rl=Rl max，将公式中的2取为1.5，即可得到
(3-53)
此式与式(3-52)完全相同，是符合设计原则的。
4．输出滤波电容C的选择
从降压型开关稳压电源的工作原理分析可见，输出滤波电容C的选择直接关系着开关稳压电源输出电压中纹波电压分量△Uo的大小。在设计降压型开关稳压电源时，输出滤波电容C的容量主要应根据对稳压电源输出纹波电压△Uo的要求来决定。若给定了输出电压中纹波分量△Uo和其他的输出、输入工作条件，就可以根据前面已经推导出来的公式(1-25)计算出输出滤波电容C的容量值：
(3-54)
此外，在实际应用"+(中,为了消除输出电压中的开关转换纹波电压分量，除了给稳压电源的输出端并接一个符合式(3-54)计算出来的滤波电解电容C以外，还应该在这个滤波电解电容C的两端再并接一个无极性的容量范围在0．01～0．47μF的小电容，用以滤除频率较高的开关转换纹波电压分量。
另外，也可以通过式(3-24)计算出储能电感L和输出滤波电容C的乘积L•C
(3-55)
不过，根据式(3-55)选择出来的L•C数值中的储能电感L必须大于由式(3-46)或式(3-47)计算出的临界电感值Lc。如果储能电感L小于临界电感值Lc，储能电感L中所通过的电流波动△Ilmax=I1max-Ilmin将会急剧增大(因为这时Il min≤0)。若流过功率开关V的电流增至最大，将使其工作状态急剧恶化。因此，储能电感L除了起储能和滤波的作用以外，还有限制功率开关V最大电流的作用。
最后，我们再对储能电感L和输出滤波电容C的选择原则强调一下，虽然它们两个的乘积满足式(3-55)，但是在选择时不能利用电容补偿电感的方法，而必须在满足电感选择原则的基础上，再利用电容补偿电感或者利用电感补偿电容的方法来达到式(3-55)的要求。
第四章 由MAX750/MAX758构成的降低输出噪音电路的设计
4.1对MAX750/MAX758芯片的介绍
MAX750A/MAX758A是降压式可调输出的CMOS DC/DC变换器集成电路。MAX758A的输入电压范围为4-16V，输出电流可达750mA ;而MAX750A的输入电压范围为4-11V，输出电流可达450mA 。他们的转换效率均为85%-90%。典型静态电流工作模式下为1.7mA ，关断模式下为6μA 。若该芯片工作在超技术范围以外，则将不能抑制掉输出电压中由于开关频率所导致的各种波纹电压。由于该芯片所使用的是PWM电流控制模式，因而不但具有较高的输出电压精度，而且还具有非常好的动态响应特性。在整个线性调整率，负载调整率以及温度的变化范围内，其输出电压精度可达±4.5%（在加上反馈电阻的精度）。由于该芯片采用的是固定模式工作频率，因而输出电压中的波纹和噪 声非常容易被滤除掉，最后使得滤波电容和电感的体积和容量大大减小，由该芯片构成的DC/DC变换器应用电路仅需要一个小体积，小电感两的标准电感即可。 4.1.1主要性能： （1）输出负载电流为750mA(MAX758A),450mA(MAX750A). （2）具有160KHZ固定频率的PWM电流控制模式。 （3）转
换效率为85%-90%。
（4）仅需要一个电感量为33-100μH的外部小标准电感，不需要专门设计和加工。
（5）具有非常低的静态工作电流，其典型值为1.7mA。
（6）关断模式下的静态电流更低，其典型值 6μA。
（7）输出电压可调。
（8）具有过流，软启动和欠压封锁等保护功能。
（9）具有周期性限流功能。
（10）具有DIP-8（MAX750A/MAX758A），SOIC-8（MAX750A），SOIC-16（宽）（MAX758A）等封装形式。
4.1.2不同封装的引脚功能：
引脚名称功能8-DIP/SO16-SO宽12SHDN关闭模式控制端。降压芯片的接地端，正常运用时接V+。当它为低电平时输出电压降到V23REF基准电压源的输出端（+1.22V）为外部负载提供100uA,和GND端接不超过0.047的旁路电容。37SS软启动端。接在SS和GND间的电容提供软启动和短路保护功能，SS和SHDN间的510KΩ的电阻提供BOOST电流48CC外部分压反馈端。当把输出电压用外部分压器接到CC和GND之间该端成为调整输出电压的反馈输入端。在输出和CC间接一个330pF补偿电容。59I.C.内部连接端。该脚不做任何外部连接610，11GND接地端。712，13，14LX内部P沟道MOSFET功率开关漏级输出端81，15，16V+电源电压输入端。用一个1.0uF的陶瓷电容和大阻值的电解电容并联作为旁路连接到GND端，第一个电容必须尽量靠近V+和GND端-4，5，6N.C.不连接或内部连接
4.2电路的设计
基于MAX750A/MAX758A的降压式电路图的设计如下所示：
图4-2-1 基于MAX750A/MAX758A的降压式电路
其中电路中由软启动动容C1和电阻R1所决定的软启动时间与输入源电压和输出电流之间的对应关系如下表4-2-1所示：表4-2-1软启动时间与输入电源电压，输出电流之间的关系
MAX750A电路条件软启动时间/msR1/KΩV+/VIout/mAC4/μFC1=0.1 μFC1=0.047μFC1=0.1μFC1=0.47μF51060100261128510901001461551011010012411510915010014821510930010015927510915039036923510915068046924开路60100163451125开路9010010223482开路1101008182866开路9150100341342701263开路9150390391472801275开路9150680401522851280MAX758A电路条件软启动时间/ms5107010014618510120100123851016010011265101230010013535101275010015821开路70100122740100开路1201007162554开路1601006132068开路12300100271122151114
要实现降低输出噪声的应用电路，只须在以上电路的基础上再增加一级LC组成的低通滤波器，就可以将输出电压中的高频噪声和波纹滤除到最小的程度。由LC组成的低通滤波电路由图4-2-2所示：
图4-2-2 LC组成的低通滤波器
第五章 相关工具介绍
在本次作业中主要用到的工具是Protel99SE,下面对它做一下简单的介绍：
5.1 Protel99SE的介绍
Protel99采用全新的管理方式，即数据库的管理方式。Protel99 是在桌面环境下第一个以独特的设计管理和团队合作技术为核心的全方位的印制板设计系统。所有Protel99设计文件都被存储在唯一的综合设计数据库中，并显示在唯一的综合设计编辑窗口。
Protel99软件沿袭了Protel以前版本方便易学的特点，内部界面与Protel 98大体相同，新增加了一些功能模块。Protel公司引进了德国INCASES公司的先进技术，在Protel99中集成了信号完整性工具，精确的模型分析，帮助你在设计周期里利用信号完整性分析可获得一次性成功和消除盲目性。Protel99容易使用的特性就是新的"这是什么" 帮助。按下任何对话框右上角的小问号，然后选择你所要的信息。现在可以很快地看到特性的功能，然后用到设计中，按下状态栏末端的按钮，使用自然语言帮助顾问。它采用了*.DDB数据库格式保存文件，所有同一工程相关的SCH、PCB等文件都可以在同一*.DDB数据库中并存，非常科学，利于集体开发和文件的有效管理。还有一个优点就是自动布线引擎很强大。在双面板的前提下，可以在很短的时间内自动布通任何的超复杂线路！ 5.2原理图的设计 原理图的设计可按下面的过程来完成：
（1）设计图纸的大小 Protel /Schematic后，首先要构思好零件图，设计好图纸的大小。图纸大小是根据电路图的规模和复杂程度而定的，设置合适的图纸大小是设计好原理图的第一步。
（2）设置Protel99/Schematic设计环境，设置Protel99/Schematic设计环境，包括设置格点大小和类型，光标类型等等，大多数参数也可以使用系统默认值。
（3）旋转元件 用户根据电路图的要求，将零件从零件库里取出放置到图纸上，并对放置元件的序号，零件封装进行定义和设定等工作。
（4）原理图布线 利用Protel99/Schematic提供的各种工具，将图纸上的元件用具有电气意义的导线，符号连接起来，构成一个完整的原理图。
（5）调整线路 将初步绘制好的电路图作进一步的调整和修改，使原理图更加美观。
（6）报表输出 通过Protel99/Schematic提供的各种报表工具生成各种报表，其中最重要的是报表是网络表，通过网络表为后续的电路板设计做准备。
（7）文件保存和打印输出 最后的步骤是文件的保存和打印输出。
5.3 PCB电路的设计
电源的设计很重要一步是关于PCB板的设计和布线，也是相对较难的一部分，其中要考虑的因素很多，主要有以下步骤：
（1）得到正确的原理图和网络表。手工更改网络表，将一些元件的固定用脚等原理图上没有的焊盘定义到与它相通的网络上，没任何物理连接的可定义到地或保护地等。将一些原理图和 PCB封装库中引脚名称不一致的器件引脚名称改成和 PCB封装库中的一致，特别是二三极管等。
（2）画出自己定义的非标准器件的封装库。建议将自己所画的器件都放入一个自己建立的PCB 库专用设计文件。
（3）新建一个PCB文件，对于标准板可从其它板或PCB Ｗizard中调入从其它板调入的方法为:先用复制和粘贴命令拷得文件或用Import 命令导入一个文件,然后重命名后打开它 ,选中并删除所有不一致的东西,留下边框,位置相同的接插件,发光管等, 根据原理图更改这些器件的标称和型号,最后清除所有网络(选 Design-Netli
电子商务资料库)$:2"0!&8($/.23st Manager的Menu-Clear All Nets)。从PCB Wizard中调入的方法为：File-New,选Wizards栏的Printed Circuit Board Wizard, 然后按它的提示一步步做下去就可以了。
（4）打开所有要用到的PCB 库文件后调入网络表文件 选 Design-Load Nets如果有错,一般是器件或引脚丢失,也有可能是原理图中传来的错误像器件重号(如两个R13等), 请回到第一步处改正后重来。
（5）元件手工布局。这是整个画线路板过程中最耗时和最难的地方，应当从机械结构，散热，电磁干扰，将来布线的方便性等方面综合考虑先布置与机械尺寸有关的器件并锁定这些器件 然后是大的占位置的器件和电路的核心元件（按功能分块）再是外围的小元件。
（6） 根据情况再作适当调整，然后将全部器件锁定假如板上空间允许，则可在板上放上一些类似于实验板的布线区。对于大板子应在中间多加固定螺丝孔，板上有重的器件或较大的接插件等受力器件边上也应加固定螺丝孔。有需要的话，可在适当位置放上一些测试用焊盘（最好在原理图中就加上）。将过小的焊盘过孔改大。将所有固定螺丝孔焊盘的网络定义到地或保护地等。螺丝孔也可参见上图。放置大的贴片器件的参考点。
（7）制订详细的布线规则（像使用层面各组线宽，过孔，间距，布线的拓扑结构等 部分规则可通过Design－Rules 的Menu 处从其它板导出后再导入这块板）。
（8） 对部分重要线路进行手工预布线(如晶振,PLI,VCO,小信号模拟电路和一部分较规则的走线等)。
（9）对自动布线功能进行设置（请选中其中的 Lock All Pre-Route功能）,然后开始自动布线。
（10）假如不能完全布通，则可手工继续完成或 UNDO一次（千万不要用撤消全部布线功能，它会删除所有的预布线和自由焊盘，过孔）后调整一下布局或布线规则再重新布线。完成后做一次DRC，有错则改正。布局和布线过程中若发现原理图有错则应及时更新原理图和网络表，手工更改网络表（同第一步）并重装网络表后再布。
（11）对布线进行手工初步调整（需加粗的地线，电源线，功率输出线等加粗，某几根绕得太多的线重布一下，消除部分不必要的过孔）再次用VIEW3D功能察看实际效果。
（12）切换到单层显示模式下将每个布线层的线拉整齐和美观。手工调整时应经常做DRC，因为有时候有些线会断开。快完成时可将每个布线层单独打印出来以方便改线。存盘。
结束语
参考文献﹤B
