基于TOP系列芯片UPS电源设计
2009.9 Vol.33 No.9813
研 究 与 设 计
收稿日期：2009-05-13
作者简介：张庆（1984—），男，山东省人，硕士研究生，主要研究
方向为嵌入式系统。
Biography:ZHANG Qing(1984—),male, candidate for master.
基于 TOP 系列芯片 UPS 电源设计
张 庆， 程 红， 陈耀兵
(中国矿业大学 机电与信息工程学院，北京 100083)
摘要：论述了 UPS 电源的设计，此设计简单实用。 它能同时给负载供电和给电池充电，且在交流断电时能零时间切换
到电池供电。 此设计解决了很多系统采用两个独立电源来达到此功能的问题，从而降低了系统成本。
关键词：TOP244Y；UPS 电源；恒流充电
中图分类号:TM 911 文献标识码：A 文章编号：1002-087 X(2009)09-0813-03
Design of UPS based on TOP chip
ZHANG Qing,CHENG Hong,CHEN Yao-bing
(School of Mechanical Electronic and Information Engineering, Chinese University of Mining and Technology, Beijing 100083, China)
Abstract: This paper interprets a simple and applied design of UPS in detail. It can supply load and charge at the
same time, and it can switch to battery supply immediately after AC dump. This design solves the problem that we
need two independent powers to achieve that function, and it reduces the costs.
Key words: TOP244Y; uninterrupted power supply; constant-current power supply
现在很多应用场合要求 UPS 电源使有些系统在停电后
仍然能正常工作。这就要求系统的电源部分既能给负载提供
电压和电流，又能给电池充电，且能在交流电突然断掉时，零
切换到电池给负载供电。该设计就是利用较简单的电路实现
了上述的各项功能，电路简单实用，给此类电源提供了一个很
好的实现方法。
1 电源芯片 TOP244Y 工作原理
TOPSWITCH-GX 是美国 POWER INTERGRATION 公司
推出的功能强大的第四代集成开关电源芯片。它采用了 E-
COMART 集成电路技术，把高压功率 MOSFET、PWM 控制
器、故障保护电路以及其他控制电路集成到单个 CMOS 芯片
中，从而方便了设计，提高了设计的灵活性。它具备 TOP-
SWITCH-FX系列的全部优点，而且将最大输出功率扩展到
250 W；开关频率提高到 132 kHz；在负载很轻时，能自动降低
开关频率，进一步降低了芯片的损耗。
启动时，整流后的直流高压加在漏极引脚上，MOSFET 起
初处于关断状态，通过连接在漏极和控制引脚间的高压电流
源对控制电容充电。当控制引脚电压 VC 接近 5.8 V 时，控制
电路被激活并开始软启动。在 10 ms 左右时间内，软启动电路
使 MOSFET 的占空比从零逐渐上升到最大值。在软启动结束
时，如果没有外部反馈／供电电流流入控制引脚，则内部高压
开关电流源关断，控制引脚开始根据控制电路所吸收的供电
电流的大小开始放电。如果电源设计正确，而且不存在开环或
输出短路等故障时，在控制引脚放电到接近下限阈值电压 4.8
V 之前时（内部电源欠压锁存阈值），反馈环路将闭合，向控
制引脚提供外部电流。当外部流入的电流将控制引脚充电到
5.8 V 并联稳压器电压时，超过芯片所消耗的电流将通过电阻
RE 分流到源极引脚。流经 RE 的电流控制 MOSFET 的占空
比，实现闭合环路调节。
当出现开环或短路等故障而使外部电流无法流入控制引
脚 C 时，控制引脚上的电容开始放电，达到 4.8 V 时激活自动
重启动电路而关断 MOSFET 输出，使控制电路进入低电流的
待机模式。高压电流源再次接通并对外接电容充电。内部带迟
滞的电源欠压比较器通过使高压电流源通断来保持 VC 值处
在 4.8～5.8 V 的区域。自动重启动电路中有一个除 8 的计数
器，仅在计满 (S7) 时才接通输出 MOSFET，用以防止输出
MOSFET在八个放电 - 充电周期过去前重新导通。通过将自动
重启动的占空比减到典型值 4% ， 可 有 效 地 限 制 TOP-
SWITCH-GX 的功耗。自动重启动模式将不断循环工作直到输
出电压稳压通过闭合反馈环路重新进入受控状态为止。
2 电路设计
本设计采用反激式拓扑结构。输出电流通过电阻取样后，
转变成电压信号与 LM358 比较器的另一个脚生成的基准电
压比较后，通过放大器将信号通过光耦 U2 反馈到 U1 上。通
过这个信号，U1 随时改变自己的工作占空比来维持输出电流
不变，从而对电池充电，当电池电压升高到一定值时，电流开
始减小，直到电池充满后停止充电。电路原理图见图 1。
整流管 D1、D2、D3、D4 把输入交流电压整流成脉冲正电
压，电容 CD1、CD2 把脉冲电压平滑滤波成直流电压。电感
L1、CD1、CD2 组成π型滤波电路来降低 EMI 噪声。功率变压
器的初级绕组一端接 CD2 的正极，另一端接 TOP244Y（U1）
的漏极（D 极）。在电源启动时，TOP244Y（U1）内置控制器
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开启内置 MOSFET，电流开始在功率变压器的初级绕组内流
动，同时能量储存在变压器内。当初级绕组里的电流到达最高
限流点时，内置控制器关闭 MOSFET。由于磁性器件内电流不
能突变，所以初级绕组内的电流继续流动，此时变压器绕组相
位全部改变，次级整流管 D8 导通，变压器能量向次级传递，
并向电容 CD4 充电。当内置 MOSFET 关闭时，由于变压器漏
感产生的一个感应电压施加在 MOSFET 的漏极。D5、R3、R4、
C2 组成的箝位网络对漏感引起的感应电压进行限制，从而对
MOSFET 进行保护。D8 作为次级的整流元件，把变压器 T1
输出的交变能量转化为直流成分，CD4 进行平滑滤波。R11 取
样输出电流将其转换为电压信号，然后通过与 U3 另一个脚
的 R9、R10-1、R10-2、VR3 组成的基准进行比较，从而来控制
U2 内置的发光二极管发光状态，U2 内部的光敏三极管接受
到不同的光强度后，最终控制 U1 的工作状态。R12、Q1、CD6
形成一个电压给 U3 供电，同时与前面的器件配合组成 U3 的
基准电压。VR2 限定充电的最高电压，就是电池能接受的最
高充电电压。Q2、Q3 与电阻电容二极管配合使用，来实现交
流停电后转换为电池供电的功能，D13 和 D11 均为了防止电
流倒流。U5、R15、R16-1 组成电池的过放保护电路，以保证电
池放电电压不低于 8.5 V，从而提高电池的寿命，充电和放电
部分构成了一个简单的电池充放电管理电路。Q4、R22、R23、
R24、R26 一起提供一个信号，当有交流输入时，输出为高电
平；当交流断电时，输出为低电平[1]。
本电路的基本工作原理为，当有交流电输入时，电源既给
电池充电也给负载供电。通过 R11 取样充电电流与基准电压
比较后通过光耦到芯片的 C 脚，从而通过调节占空比来达到
控制充电电流的目的。当交流断电后，Q2 导通，电池通过 Q2、
D12 对负载放电，从而实现交流电池供电的切换。放电时当电
池电压降到 8.5 V 时，通过 R15、R16-1 取样电压与 U5 的基准
比较，从而关断电池，起到过放保护的作用。
3 PCB 设计
由于电源都是模拟电路，且 PI 的 TOP-GX 频率为较高的
132 kHz，所以 PCB 设计非常重要。在布板时要遵循下面一些
原则：由输入滤波电容、变压器初级及 TOP-GX 组成的初级环
路面积应尽可能小。从箝位元件到变压器再到 TOP-GX 的电
路路径应保证最小。由变压器次级、输出整流管及输出滤波电
容组成的环路面积尽可能小。另外就是脉冲电压连线尽可能
短，其中芯片 D 脚到变压器连线，输出变压器到整流管连接
线。X 电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他
电路平行。共模电感应与变压器保持一定距离，以避免磁耦
合。取样部分的小电流电路要远离大电流的环路和变压器以
及噪声点，以避免其受到辐射和耦合的干扰。
4 具体参数计算
4.1 确定输入滤波电容 CIN，并计算出最小、最大直
流输入电压 VMIN、VMAX
对于 CIN 其一般选择原则是：当直流输入为 230 V 或 115
V 倍压时，CIN =Po;当直流输入为 85～265 V 的宽范围时，CIN =
2～3Po。具体取值还得根据后面数据的计算情况确定。选定
CIN 后，就可以具体计算出 VMIN 的值，采用下式计算：
式中:VMIN 为最小直流输入电压,V;VACMIN 为最小交流输入电
压,V;Po 为输出功率,W;f L 为交流输入频率,Hz;t C 为整流桥的
导通时间,s（典型值为 3 ms）;η为电源的效率。
最大直流输入电压 VMAX 为：
从上式可以看出，在其他参数都不变的情况下，CIN 越大，VMIN
也越大，可以做较大瓦数的功率，但相对价格亦较高。但太大
的 CIN 却不能换回相应的 VMIN 的增大和纹波电压的减小，然
而太低的 CIN 却因为带来较低的 VMIN，从而因大的工作电流使
TOPSWITCH 的成本增加。并且低的 CIN 也会增大输入电压纹
图 1 电路原理图
Fig.1 Circuit principle chart
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波，如果控制回路增益是个限制因素将增加输出纹波。
本设计中选 CIN=44μF (即两个 22μF 并联)，算出 VMIN =
131 V，VMAX = 374.8 V。直流输入电压波形见图 2。
4.2 确定输出反射电压 VOR 和箝位电路箝位电压 VCLO
作为推荐选择，对于多输出的电源选择 VOR =100 V，对于
单 个 输 出 选 VOR =120 V。 对于一个给定的 TOPSWITCH-
GX，为了获得最大的输出功率可以选择 VOR =135 V。但实际
的选择还根据芯片安全电压和效率整体考虑选择。
箝位电路可以有多种实现方式，但比较常用的是瞬态二极
管加整流管、RCD 箝位两种方式。而 RCD 箝位方式又以其低
的成本，好的性能被广泛采用。图 3 为芯片 D 脚的一般波形，
本设计中由于主芯片的耐压为 700 V，设计时为了安全及批量
生产的一致性，考虑余量至少为 30 V。RCD 的取值可以通过计
算来预取[2]，但最终的确定一般都通过 D-S 波形及整体效率来
综合考虑，由于计算较复杂，在此不详细计算。本设计取 VOR 为
110 V,且 R=82 K/2 W，C=2.2 nF/1 kV，D 为 FR107。
4.3 初级电流、占空比及变压器参数计算
占空比：PIVS = VO+VMAX×(NS/NP)
初级峰值电流：I P =2×IAVG/DMAX
初级平均电流：IAVG = Po/(η×VMIN)
初级有效值电流：
变压器初级电感量：
LP = {106×Po/[ I 2
P/2×f S(min)]}×[Z ×(1-η)+η]/η
取变压器次级绕组为 8 匝。则:
初级绕组为：NP = NS×VOR/(VO+VD)
偏置绕组为：NB = NS×(VDB+VB)/(VO+VD)
检验变压器是否饱和：B P = ILIMIT(max)×BM
要求 BP＜4 200 G，对于国产的磁芯，推荐 BP＜3 500 G。
根据上面的计算，得出变压器参数如表 1。
变压器为 EER28(6+6pin)。磁芯参考气隙 0.58 mm，保证
在 132 kHz 条件下测 4 脚到 3 脚电感量为 2 100μH，误差为
10%。粘结磁芯，固化。浸漆，烘干，复测电感值。
4.4 次级有效值电流、峰值电流及整流管、电容参数
确定
副边峰值电流 I SP = IP×NP/NS
副边有效值电流
边输出电容的有效纹波电流
电容的选择从理论来说是按照纹波电流选取，但实际情
况根据输出纹波大小及电容发热情况来选择。
最大的次级和偏置绕组的整流管的反向峰值电压 PIVS、
PIVB 为：
PIVS = VO+VMAX×NS/NP PIVB = VO+VMAX×NB/NP
整流管的耐压根据上面的计算选取，而电流值则主要根
据发热情况来选择，以确保二极管的使用寿命。
5 测试结果及设计总结
通过最终做出来的产品证明该设计很好的实现了需要的
各项功能。带上电池后充电的最大电压为 13.8 V，过放保护的
电压为 8.5 V，充电电流为 100 mA，充电的方式为浮充，即只
要电池的电压低于 13.8 V 就给电池充电。电源在 100 VAC～
265 VAC 输入的整个范围内效率＞75%。电池的充电曲线如
图 4 所示。
电源在 EMI、安规等方面也做了很好的考虑。其满足
EN55022B 对传导 EMI 的要求，且安规方面也满足 3C 认证的
要求。
本电源设计比较适合于对电池的充电管理不是很严格的
系统，其简单的功能实现使得整个系统的成本具有很大的优
势，是很多 UPS 电源的首选。
致谢：本研究得到了成都明佳科技发展有限公司工程师
陈耀兵先生的大力支持。感谢程红副教授给予的积极的意见
和建议。感谢高亮亮，赵俊等同学的帮助。
参考文献：
[1] 张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版
社 2001：7-206．
[2] ABRAHAM I P.开关电源设计[M].北京：电子工业出版社，2005：
71-96．
图 2 直流输入电压波形
Fig.2 DC input voltage waveform
图 4 电池充电曲线图
Fig.4 Battery charging curve
基于TOP系列芯片UPS电源设计.pdf
